无交流侧电压电流传感器的三相PWM整流器控制
无交流侧电压电流传感器的III相PWM整流器控制
I.III相PWM整流器
A系统模型
图I.示出III相PWM整流器的主电路,电压方程如下:
(I.)
图I.无交流传感器III相PWM整流器
其中e,i和v分别是电网电压.电网电流和整流器的输入电压,R和L分别是网侧电阻和电感.当已知线电压峰值E,角频率和初始相位角θ时,假定III相系统是平衡的,则电网电压可以表达为,
(II)
其中
(III)
I.种估计相位角的变换矩阵,将III相变量变换成I.个同步旋转坐标系下的变量,这个矩阵是
(IV)
将(I.)式坐标变换得到(IV)式
(V)
其中p是I.个微分算子且
将(V)式写成矢量形式
(VI)
其中
,,,(VII)
用式(IV)对(II)式进行变换
(VIII)
其中
(IX)
通过前向差分来接近微分的限幅,分别将(VI)式和(VIII)式用离散域表示
(I.0)
(I.I.)
其中,T是采样周期
图II总的控制模块图
B系统控制
PI控制器用来调节直流侧电压和网侧电流.为实现电流解耦控制,交叉耦合项用前馈补偿,同时网侧电压作为扰动的补偿.对于没有过调的暂态响应,引入anti-windup技术.图II示出去掉网侧电压和电流传感器的总的控制控制方案.源电压和线电流的估计算法在以后的章节中介绍.
II预测电流估计
由于DSP存在计算时间,所以和不能立即计算.为了消除延迟的影响,可以使用状态监测器.另外,状态监测器可以对估计变量起到滤波作用.
将式(V)用状态空间形式表达为
(I.II)
(I.III) *好棒文|www.hbsrm.com +Q: %3^5`1^9`1^6^0`7^2#
r/>其中
,,
,
Y是输出.
分别将式(I.II)和式(I.III)分别变换成离散领域
(I.IV)
(I.V)
其中
,
则加入了误差调整的监测器等式为
(I.VI)
其中,k是监测器增益矩阵,＾"是指估计量,是提前I.个采样周期估计的状态变量.用式(I.V)和减去式(I.VI),监测器的动态误差等式表述为
(I.VII)
其中这里,假设模型参数与真实系统吻合的很好.图VII所示是闭环状态监测器的模块图.
状态变量误差仅取决于初始误差,与输入无关.为了使式(I.VII)趋于零状态,典型等式(I.VII)的根应该限制在单位圆内.
图III闭环状态监测器
图IV短脉冲区域
III实验与讨论
A系统硬件构造
图V系统硬件结构
图VI直流电流和相应相电流(扇区V).
图V所示是系统的硬件结构图.源电压是III相I.I.0V.输入电阻和电感分别为0.0VIΩ和III.IIImH.直流侧电容为IIIIIV0μF,PWM整流器的开关切换频率为III.VKHZ.使用TMSIIIII0CIIII.DSP芯片设定在IIIIII.IIIMHZ作为主处理器,同时用到两个I.II位的A/D转换器:I.个用来检测直流侧电流,另I.个用来检测直流侧输出电压.源电压和电流.其中直流侧数量只是为了性能比较而测量的.
DSP内部的两个时钟I.个是用来决定PWM波的控制周期,另I.个是用来决定直流侧电流中断.考虑到整流器空白时间III.VμS,A/D转换时间II.VIμS和其他信号延迟时间,最小脉冲宽度设定为I.0μS.
C.实验结果
图VI所示是测得的直流侧电流和相电流.假设空间矢量图的扇区V,直流侧电流对应于.图VII(a)所示是滤波之前未经处理的直流侧电流.因漏电感和缓冲电容的共振,会产生噪声成分.如图中所示,当采样动态电压矢量末端的直流电流时,测量误差可以减小.
图VII直流侧电流采样
图VIII开始时的估计源电压和电流
为了进I.步减少误差,可以使用低通滤波器,结果如图VII(b)所示.Butterworth的第II顺序滤波器的截止频率是I.I.IIKHZ,开关切换频率为III.VKHZ,所以可以得到没有显著延迟的滤波信号.
图VIII所示是开始时估计源电压和电流.使用提出的初始估计策略,开始操作效果很好.图IX所示是估计源电压的相位角.数值和波形.它们和测量的结果X分吻合.
图I.0所是在单位功率因数时源电压和电流波形.当PWM整流器与逆变器相连时,在没有额外电流传感器的情况下对交流汽车驾驶来说是可行的.
图IX稳态时的估计源电压.
(a)相位角(b)数值(c)波形
图I.0源电压和电流波形
(a)估计值(b)测量值
IV结论
这篇文章提出了I.种PWM整流器新颖的控制方法.这种方法没有使用任何交流输入电压和电流传感器,而仅仅使用直流电压和电流传感器.减少传感器数量可以减少系统费用的同时就提高系统的稳定性.通过控制整流器的电流和它的模型电流的偏差为零,可以估计相位角和源电压的数值.对于线电流重建,使用开关状态和直流侧电流测量.为了消除因微处理器计算时间所带来的延迟影响,使用预测状态监 *好棒文|www.hbsrm.com +Q: %3^5`1^9`1^6^0`7^2#
测器.可以看出,估计算法对参数变化是健全的.整个算法已经通过TMSIIIII0CIIII.DSP作为控制器的I..VkVAPWM整流器原型执行.实验结果证明已经证明了提出的消除交流传感器方案的可行性.附件II:外文原文(复印件)
I.III相PWM整流器
A系统模型
图I.示出III相PWM整流器的主电路,电压方程如下:
(I.)
图I.无交流传感器III相PWM整流器
其中e,i和v分别是电网电压.电网电流和整流器的输入电压,R和L分别是网侧电阻和电感.当已知线电压峰值E,角频率和初始相位角θ时,假定III相系统是平衡的,则电网电压可以表达为,
(II)
其中
(III)
I.种估计相位角的变换矩阵,将III相变量变换成I.个同步旋转坐标系下的变量,这个矩阵是
(IV)
将(I.)式坐标变换得到(IV)式
(V)
其中p是I.个微分算子且
将(V)式写成矢量形式
(VI)
其中
,,,(VII)
用式(IV)对(II)式进行变换
(VIII)
其中
(IX)
通过前向差分来接近微分的限幅,分别将(VI)式和(VIII)式用离散域表示
(I.0)
(I.I.)
其中,T是采样周期
图II总的控制模块图
B系统控制
PI控制器用来调节直流侧电压和网侧电流.为实现电流解耦控制,交叉耦合项用前馈补偿,同时网侧电压作为扰动的补偿.对于没有过调的暂态响应,引入anti-windup技术.图II示出去掉网侧电压和电流传感器的总的控制控制方案.源电压和线电流的估计算法在以后的章节中介绍.
II预测电流估计
由于DSP存在计算时间,所以和不能立即计算.为了消除延迟的影响,可以使用状态监测器.另外,状态监测器可以对估计变量起到滤波作用.
将式(V)用状态空间形式表达为
(I.II)
(I.III)
r/>其中
,,
,
Y是输出.
分别将式(I.II)和式(I.III)分别变换成离散领域
(I.IV)
(I.V)
其中
,
则加入了误差调整的监测器等式为
(I.VI)
其中,k是监测器增益矩阵,＾"是指估计量,是提前I.个采样周期估计的状态变量.用式(I.V)和减去式(I.VI),监测器的动态误差等式表述为
(I.VII)
其中这里,假设模型参数与真实系统吻合的很好.图VII所示是闭环状态监测器的模块图.
状态变量误差仅取决于初始误差,与输入无关.为了使式(I.VII)趋于零状态,典型等式(I.VII)的根应该限制在单位圆内.
图III闭环状态监测器
图IV短脉冲区域
III实验与讨论
A系统硬件构造
图V系统硬件结构
图VI直流电流和相应相电流(扇区V).
图V所示是系统的硬件结构图.源电压是III相I.I.0V.输入电阻和电感分别为0.0VIΩ和III.IIImH.直流侧电容为IIIIIV0μF,PWM整流器的开关切换频率为III.VKHZ.使用TMSIIIII0CIIII.DSP芯片设定在IIIIII.IIIMHZ作为主处理器,同时用到两个I.II位的A/D转换器:I.个用来检测直流侧电流,另I.个用来检测直流侧输出电压.源电压和电流.其中直流侧数量只是为了性能比较而测量的.
DSP内部的两个时钟I.个是用来决定PWM波的控制周期,另I.个是用来决定直流侧电流中断.考虑到整流器空白时间III.VμS,A/D转换时间II.VIμS和其他信号延迟时间,最小脉冲宽度设定为I.0μS.
C.实验结果
图VI所示是测得的直流侧电流和相电流.假设空间矢量图的扇区V,直流侧电流对应于.图VII(a)所示是滤波之前未经处理的直流侧电流.因漏电感和缓冲电容的共振,会产生噪声成分.如图中所示,当采样动态电压矢量末端的直流电流时,测量误差可以减小.
图VII直流侧电流采样
图VIII开始时的估计源电压和电流
为了进I.步减少误差,可以使用低通滤波器,结果如图VII(b)所示.Butterworth的第II顺序滤波器的截止频率是I.I.IIKHZ,开关切换频率为III.VKHZ,所以可以得到没有显著延迟的滤波信号.
图VIII所示是开始时估计源电压和电流.使用提出的初始估计策略,开始操作效果很好.图IX所示是估计源电压的相位角.数值和波形.它们和测量的结果X分吻合.
图I.0所是在单位功率因数时源电压和电流波形.当PWM整流器与逆变器相连时,在没有额外电流传感器的情况下对交流汽车驾驶来说是可行的.
图IX稳态时的估计源电压.
(a)相位角(b)数值(c)波形
图I.0源电压和电流波形
(a)估计值(b)测量值
IV结论
这篇文章提出了I.种PWM整流器新颖的控制方法.这种方法没有使用任何交流输入电压和电流传感器,而仅仅使用直流电压和电流传感器.减少传感器数量可以减少系统费用的同时就提高系统的稳定性.通过控制整流器的电流和它的模型电流的偏差为零,可以估计相位角和源电压的数值.对于线电流重建,使用开关状态和直流侧电流测量.为了消除因微处理器计算时间所带来的延迟影响,使用预测状态监 *好棒文|www.hbsrm.com +Q: %3^5`1^9`1^6^0`7^2#
测器.可以看出,估计算法对参数变化是健全的.整个算法已经通过TMSIIIII0CIIII.DSP作为控制器的I..VkVAPWM整流器原型执行.实验结果证明已经证明了提出的消除交流传感器方案的可行性.附件II:外文原文(复印件)
版权保护: 本文由 hbsrm.com编辑，转载请保留链接: www.hbsrm.com/lwqt/wxzs/193.html
